A Design for en 40W bredbånd VHF RF Power Amplifier for FM kringkasting

Introduksjon

Hva denne designen er for

For å øke utgangseffekten til FM-sendere med lav effekt, er en rekke av disse tilgjengelige kommersielt, både som sett og ferdige. Se Hvordan være en Fellesskapet Radio Station for linker til anmeldelser av noen av de mer populære exciters.

Hvem er denne design for?

• De som er kjent med RF elektronikk og mekaniske konstruksjonsmessige teknikker
• De som allerede har konstruert og testet VHF-forsterkere (> 10W)

For referanse, se Introduksjon til Fellesskapet Radio Station Electronics

Følgende test utstyr vil være nødvendig å justere forsterker:

• Stabilisert gjeldende begrenset strømforsyning (+ 28V, 3A)
• Multimeter, med 3A eller større dagens utvalg
• 50W VHF Dummy Load
• RF Strømmåler
• FM vibratoren, med ca. 26 - 27 dBm utgangseffekt
• RF Spektrumsanalysatoren
• RF Network Analyser eller en spektrum analysator med sporing generator
• RF power attenuator

Denne utformingen er IKKE egnet for nybegynnere og VHF RF-nybegynnere. Disse menneskene har følgende risikoer:

• Termiske og RF brannskader
• Elektrosjokk
• Ødeleggelse av dyre RF-komponenter og testutstyr
• Uønsket falsk RF-stråling, noe som resulterer i interferens med andre brukere av det elektromagnetiske spekteret, og dermed risikere et besøk fra staten, og dermed risikoen for at utstyret inndragning, bøter og eventuelt fengsel.
• En stor del av stress og frustrasjon.

Hvorfor denne designen er nødvendig

Jeg tror kvaliteten på de aller fleste skjemaer og design for FM-kringkastingsutstyr tilgjengelig på internett er langt fra tilfredsstillende. Se min råd om å bygge fra planer på nettet. Spesielt informasjonen som er tilgjengelig på VHF RF-effektforsterkere er enda mer desperat, for eksempel design som bruker dinosaurer fra enheter som TP9380. Denne designen er basert på en ny MOSFET-enhet, med tilhørende fordeler av

• høy gain
• høy effektivitet
• enkel tuning

Siden de fleste designene på nettet er over 10 år, bør du bruke en nylig introdusert enhet for å maksimere designens levetid. Jeg bruker også dette designet som et kjøretøy for å demonstrere mengden informasjon som kreves for en tredjepart som ikke er utstyrt med tankeleseferdigheter for å kunne bygge denne forsterkeren. Poenget er dette: Hvis en person er tilstrekkelig dyktig og erfaren til å bygge noe fra liten designinformasjon, for eksempel bare et skjematisk, er de like i stand til å bygge det fra ingen informasjon i det hele tatt. Motsatt vil en person som ikke er på det ferdighets- og erfaringsnivået, kreve detaljerte instruksjoner for å lykkes.

---

Design Prosedyre

Forsterkeren design er basert på den nylig innførte (1998) Motorola MRF171A MOSFET (MRF171A databladet in PDF format).Ikke forveksle dette med de eldre, nå avviklet, MRF171 enhet.  Januar 2002 - Motorola endrer sin RF power enhet produktportefølje mer oftern enn noen folk endre sine undersiden. Det ser ut som Motorola har losset denne enheten til M / A-Com.

Datasimulering

Den første muligheten ble utført ved hjelp av en lineær RF- og mikrobølgesimuleringspakke, spesielt Supercompact. Versjonen som ble brukt var 6.0, som jeg ærlig talt anser som en piss-dårlig programvare og ikke anbefaler i det hele tatt. For denne enheten gir Motorola S-parametere og store signal-endede impedanser. S-parametrene måles til 0.5 A hvilende avløpsstrøm, som representerer et steg fremover i karakterisering av enheten, da tradisjonelt har S-parametere en tendens til å bli målt ved ganske lave avløpsstrømmer. Selv om dette er tilfredsstillende for småsignalanordninger, er bruken av S-parametere målt ved små dreneringsstrømmer begrenset for effektforsterkerdesign. 

Mens S-parameterinformasjonen målt til 0.5 A kunne ha gitt et nyttig utgangspunkt for design, velger jeg å basere designet på de enkle endede storsignalimpedansene. Disse måles av produsenten av enheten ved å stille inn enheten for best ytelse ved hver testfrekvens i en generell testarmatur. Testenheten fjernes deretter, og en vektornettverksanalysator brukes til å måle den komplekse impedansen som ser tilbake i det matchende nettverket, mens disse avsluttes med 50 R. Denne prosedyren utføres for inngangs- og utgangstilpasningsnettverket. Fordelen med store signalimpedansdata er at den kan måles med den faktiske utgangseffekten som enheten er designet for å generere, og som sådan er mer representativ i et effektforsterker-scenario. Vær oppmerksom på at de store enkeltimpedansene bare gir informasjon som gjør det mulig å syntetisere et inngangs- og utgangstilpasningsnettverk, de gir ingen informasjon om sannsynlig gevinst, effektivitet, støyytelse (hvis relevant) eller stabiliteten til den resulterende forsterkeren.

Dette er filen benyttet for å syntetisere inngangskretsen.

* Mrf171i1.ckt; Navn på fil

* variabel definisjonsblokk, første verdi er minimum tillatt verdi, * tredje er maksimum tillatt verdi, midt er variabel

C1:? 1PF 30.2596PF 120PF? C2:? 1PF 21.8507PF 120PF? L1:? 1NH 72.7228NH 80NH? C3:? 1PF 179.765PF 180PF? L2:? 1NH 30.4466NH 80NH? BLK; Kretsnettlistehett 1 2 c = c1 cap 2 0 c = c2 ind 2 3 l = l1 cap 3 0 c = c3 ind 3 9 l = l2 res 9 0 r = 33; gate bias feed motstand en 9 mrf171ip; referanse til 1 port data IPNET: 1POR 1; opprett et nytt 1 port nettverk END FREQ TRINN 88MHZ 108MHZ 1MHZ END OPT

* Kontrollerklæring om optimalisering, forteller simulatoren å optimalisere mellom * 88 og 108 MHz, og å oppnå et inngangsreturtap på bedre enn * -24 dB

   IPNET R1 = 50 F = 88MHZ 108MHZ MS11 -24DB LT

SLUTT DATA

* Definer et portnett som heter mrf171ip, med referanse til de store signaler * -serien som tilsvarer komplekse impedanser. Disse dataene er tilgjengelige på 4 * frekvenspunkter

* Definer Z-parameterinformasjon, ekte og imaginært format, * referanseimpedans er 1 ohm

   mrf171ip: Z RI RREF = 1 * MRF171A Z KILDE 30MHZ 12.8 -3.6 100MHZ 3.1 -11.6 150MHZ 2.0 -6.5 200MHZ 2.2 -6.0 END

Bruken av en simulator gir selvfølgelig ingen hjelp til valg av krets topologi, og heller ikke startverdiene for nettverkskomponentene. Denne informasjonen kommer fra designerfaring. Alle optimaliseringsverdier er begrenset med maksima og minima for å holde det resulterende nettverket realiserbart.

Opprinnelig ble et 3-polet matchende nettverk prøvd, dette var ikke i stand til å gi en tilstrekkelig bredbåndsmatch over 20 MHz. Ved å bruke en 5-polet krets kunne optimaliseringsmålet oppnås. Merk at 33R gate bias er inkludert i simuleringen, da dette hjelper med å de-Q inngangsnettverket, og forbedrer stabiliteten i den endelige forsterkeren.

En lignende prosedyre ble utført for utgangsnettverket. I denne simuleringen ble dreneringsmaten inkludert i simuleringen. Selv om verdien på denne chokeren ikke er avgjørende, hvis den blir for stor, kan stabiliteten inngå, hvis den blir for liten, blir den en del av nettverket for utgangstilpasning, som i dette tilfellet ble ansett som ikke ønskelig .

Komponent valg

Siden inngangseffekten bare er en halv watt, ble standard keramiske kondensatorer og trimmere brukt i inngangsmatchingskretsen. L1 og L2 (se skjematisk) kunne blitt gjort mye mindre, men ble holdt store for konsistens med induktorene som ble brukt i utgangsnettverket. I utgangsnettverket ble glimmermetallkledde kondensatorer og glimmerkompresjonstrimmere brukt til å håndtere strømmen og holde komponenttapene på et minimum. Bredbåndsdrosselen L3 gir noe tapsreaktans ved lavere RF-frekvenser, C8 tar seg av frakobling av AF (lydfrekvens).

Bruken av en forbedringsmodus N-kanal MOSFET (en positiv spenning forstyrrer enheten til ledning) betyr at forspenningskretsene er enkle. En potensiell skillelinje tapper av den nødvendige spenningen fra en lavspenning stabilisert av en 5.6V zenerdiode. Den andre 5.6V-zeneren, D2, er montert som et føre-var-tiltak for å sikre at for stor spenning ikke påføres FET-porten, dette vil absolutt føre til ødeleggelse av enheten. Purister vil temperaturstabilisere forspenningsstrømmen, men da forspenningen ikke er kritisk i denne applikasjonen, ble dette ikke plaget med.

En BNC-kontakt hadde blitt brukt til RF-inngangen på grunn av den lave RF-inngangen. Jeg har brukt N-type for RF-utgang, jeg bruker ikke BNC for over 5W og jeg liker ikke UHF-stilkontakter. Personlig anbefaler jeg ikke å bruke UHF-kontakter over 30MHz.

---

Anlegg

Forsterkeren ble konstruert i en liten aluminiumsstøpeboks. RF-inngangs- og utgangstilkoblinger er laget av koaksiale stikkontakter. Strømforsyningen ledes gjennom en keramisk gjennomføringskondensator boltet i boksens vegg. Denne konstruksjonsteknikken resulterer i utmerket skjerming, og forhindrer at RF-stråling renner ut fra forsterkeren. Uten den kunne betydelige mengder RF-stråling utstråles, forstyrre andre følsomme kretser som VCO og lydfaser, og det kunne også oppstå betydelige mengder harmonisk stråling. 

Bunnen på kraftenheten sitter gjennom en utskjæring i gulvet i støpeboksen og er boltet direkte på en liten ekstrudert aluminiums kjøleribbe. Et alternativ ville ha basen på kraftenheten på gulvet i støpeboksen. Dette anbefales ikke av to grunner, begge opptatt av å gi en effektiv vei for å lede varme fra FET. For det første er gulvet i støpeboksen ikke spesielt glatt, noe som gir en dårlig termisk bane. For det andre introduserer å ha gulvet i støpeboksen i den termiske banen flere mekaniske grensesnitt og dermed mer termisk motstand. En annen fordel med den valgte konstruksjonsteknikken er at den justerer enhetens ledninger riktig med kretsbrettet.

Bruk av den angitte kjøleribben vil kreve bruk av tvungen luftkjøling (en vifte). Hvis du planlegger ikke å bruke en vifte, vil det være behov for en mye større kjøleribbe, og forsterkeren bør monteres med kjøleribben loddrett for å maksimere kjøling ved naturlig konveksjon.

Kretskortet består av et stykke fiberglass PCB (kretskort) materiale kledd med 1 oz Cu (kobber) på hver side. Jeg brukte Wainwright til å danne kretsnodene - dette er i utgangspunktet selvklebende biter av fortinnet ensidig PCB-materiale, kuttet i størrelse med et heftig par sidekutter. Et enkelt alternativ er å bruke stykker av 1.6 mm tykt ensidig PCB-materiale, kuttet i størrelse og deretter fortinnet. Disse limes på bakken med et lim av cyanoakrylat (f.eks. Superlim eller Tak-pak)  FEC 537-044). Denne konstruksjonsmetoden resulterer i at oversiden av PCB er et utmerket bakkeplan. Det eneste unntaket fra dette er de to putene for porten og avløpet av FET. Disse ble opprettet ved å nøye skåre det øverste laget av kobber med en skarp skalpell, for deretter å fjerne kobberflisene ved hjelp av en spiss og en skalpell med loddjern. Å kjøre jernspissen langs det isolerte kobberstykket løsner limet tilstrekkelig for at Cu skal skrelles av med skalpellen. Portpaden som er laget så er tydelig synlig i fotografi av prototypen

Etter å ha laget blenderåpningen i kretskortet for at bunnen av kraftenheten skulle sitte igjennom, pakket jeg kobberbånd gjennom sporet for å bli med i øvre og nedre bakkeplan. Dette ble gjort to steder, under kildetappene. Kobberbåndet ble deretter loddet opp og ned.

Se photograph for foreslåtte komponentposisjoner. Den vertikale skjermen til høyre for kabinettet er et stykke dobbeltsidig PCB-materiale, loddet til det øverste bakkeplanet på begge sider. Dette er et forsøk på å forbedre den endelige harmoniske avvisningen, ved å redusere koblingen mellom induktorene som danner utgangskampen og induktorene som utgjør LPF. For å utføre denne typen loddearbeider vil det være nødvendig med 60W eller større loddejern - helst en temperaturkontrollert. Dette strykejernet vil være for høyt for de mindre komponentene, så det kreves også et mindre strykejern.

Som nevnt nedenfor er LPF induktorer loddet direkte til kategoriene av metall kledd kondensatorer.

Forslag til Rough and Ready Construction Prosedyre

1. Klipp ut et stykke dobbeltsidig PCB materialet for hovedkortet (ca. 100 x 85mm)
2. Lag blenderåpningen for FET, ved hjelp av et utvalg av øvelser og filer. Bruk FET som en mal, om nødvendig, men ikke spreng den med statisk. Forsikre deg om at du ender med avløpet på høyre side.
3. Bore seks hull i PCB, disse er å holde PCB til diecast boksen
4. Plasser PCB i boksen og bruke hullene i PCB å bore gjennom boksen
5. Midlertidig skru PCB til boksen
6. Trene hvor varmeavlederen skal gå, under boksen. Enheten skal havne mot midten av varmeavlederen. Enten bor noen flere hull gjennom hele partiet, og bruk noen av de eksisterende PCB / bokshullene på nytt og strekk disse ned gjennom kjøleribben. Skru kjøleribben midlertidig til kretskort / boksenheten. Når du ser inn i toppen av boksen, bør du nå se et stykke varmeavleder avslørt, samme størrelse som bunnen av FET.
7. Rigg deg opp litt statisk beskyttelse (hvis du har en gammel blåst opp enhet eller en bipolar enhet i samme pakke du slipper å bry deg med dette), og slippe enheten inn i åpningen i styret.
8. Bruk FET å gi deg gi de midtre posisjonene sine "festehull
9. Ta alt i stykker igjen. Lag to hull i kjøleribben til FET
10. Bor hull i de to endene av boksen for RF kontakter og feedthrough kondensator
11. Tinn kretskortet, øverst og nederst, med et stort strykejern. Bruk akkurat nok loddetinn for å få en jevn overflate, men ikke for mye for å skape løftede loddearealer, spesielt på bunnen, da disse vil forhindre at PCB sitter flatt mot boksegulvet.
12. Lag de to øyene for FET gate og avløp, som beskrevet i avsnittet ovenfor
13. Loddetinn kobber tape mellom topp og bunn ansikter av PCB under der kilden kategoriene vil være
14. Opprett PCB øyer, tin dem, henge dem på PCB bruker photograph som en guide
15. Lag og passe på skjermen mellom forsterkeren og LPF områder
16. Passer til alle de gjenværende PCB-komponenter, med unntak av nevnte FET
17. Monter PCB til boksen og heatsink
18. Monter og koble og RF kontakter og gjennomslaget kondensator
19. Ta antistatiske forholdsregler igjen, og påfør den tynneste kontinuerlige filmen som er mulig av varmeoverføringspasta på bunnen av FET. Dette kan enkelt gjøres med en cocktail fra tre
20. Bøy opp de siste 2 mm av hver av FET-ledningene. Dette vil gjøre det mye lettere å fjerne, hvis behovet skulle oppstå
21. Skru FET til kjøleribben. For løs og enheten vil overopphetes, for stram, og du vil forvrenge flensen på enheten, og igjen vil den bli overopphetet. Hvis du har en moment skrutrekker, kan du slå opp det anbefalte dreiemomentet og bruke det. 
22. Hvis du har forstått instruksjonene riktig, vil fanene på enheten være brøkdel over PCB Loddetinn FET i med det store strykejernet, først kildene, deretter avløpet, til slutt porten. Det kan hende du må koble fra L4 og L5 mens du monterer FET, men ikke koble fra R3 da dette gir statisk beskyttelse for enheten.

Skjematisk

Deleliste

Merknader

1. Farnell Delenummer er for veiledning - andre tilsvarende deler kan erstattes.
2. Metall kledd kondensatorer er enten Semco MCM-serien, Unelco J101-serien, Underwood, eller Arco MCJ-101 serien er tilgjengelig fra blant andre steder, RF Parts.
3. MRF171A tilgjengelig fra BFI (UK) Richardson or RF Parts (US)
4. Arco eller Sprague trimmerne er tilgjengelig fra Kommunikasjon Concepts (US)
5. 18 SWG (standard ledning gauge) er ca 1.2mm diameter
6. 22 SWG (standard ledning gauge) er ca 0.7mm diameter
7. For å få induktorene - vikle det nødvendige antall omdreininger rundt en passende størrelse tidligere, bruk først en tråddiameter mellom hver sving. Trekk deretter svingene fra hverandre for å få lengden som kreves i delelistetabellen. Kontroller til slutt verdien ved hjelp av en nettverksanalysator og juster deretter.
8. Unntaket til ovennevnte avstand regelen er L4, som er nær såret.
9. Kobber er tilgjengelig fra håndverksbutikker (brukes i farget glass gjør)
10. A / R = etter behov

Fotografi av Prototype Amplifier

Legg merke til orienteringen av FET. Ledelsen med skråstreken er avløpet, og er til høyre

---

Low Pass Filter Testing

Eventuelle RF-effektforsterker må etterfølges av en lavpassfilter (LPF) å redusere harmoniske til et akseptabelt nivå. Hva dette nivået er i en ikke-lisensiert applikasjon, er et kritisk punkt, men når utgangseffekten økes, må man være mer oppmerksom på den harmoniske undertrykkelsen. For eksempel er en tredje harmonisk av -3dBc på en 30W-enhet 1uW, noe som neppe vil forårsake noen plager, mens -1dBc tredje harmoniske undertrykkelse på en 30KW-utgang resulterer i en 3W effekt ved den tredje harmoniske som er potensielt problematisk. Så for absolutte nivå av harmonisk stråling i det andre eksempelet til å være den samme som den første, har vi nå behov for å undertrykke den tredje harmoniske av 60dBc.

I denne utformingen tok jeg beslutningen om å implementere et 7-polet Chebyshev lavpasfilter. En Chebyshev ble valgt ettersom fase- og amplituderippelen i passbåndet ikke var kritisk, og Chebyshev gir bedre stoppbånddemping enn i forhold til å si en Butterworth. Designstoppbåndet ble valgt til 113 MHz, noe som ga en implementeringsmargin på 5 MHz fra den høyeste ønskede passbåndsfrekvensen ved 108 MHz og starten på stoppbåndet ved 113 MHz. Den neste kritiske designparameteren var passbåndsringelen. For en enkelt frekvensdesign er det vanlig praksis å velge en stor passbåndsring, for eksempel 1dB, og stille toppen av det siste passbåndsmaksimumet til ønsket utgangsfrekvens. Dette gir den beste stoppbåndsdempningen fordi større passbåndsrypp resulterer i raskere stoppbånddemping. Et syvpolet filter har 7 reaktive elementer, i dette designet fire kondensatorer og tre induktorer. Jo flere poler, desto bedre stoppbåndsdemping, på bekostning av økt kompleksitet og mer tap av innsetting av passbånd. Et oddetall poler kreves ettersom både inngangs- og utgangsimpedansen ble designet for å være 50R.

Ettersom denne designen er bredbånd, begrenser dette passbåndsringelen til et nivå slik at tapet på passbåndets retur ikke blir forferdelig. Bruker det utmerkede Faisyn shareware-filterdesignverktøyet (tilgjengelig fra FaiSyn RF Design Software Hjemmeside) gjør det mulig å undersøke disse kompromissene enkelt, og jeg nøyde meg med en passbåndsring på 0.02 dB. Dette programmet beregner også filterverdiene for deg, og sender ut en nettliste i et format som er egnet for å legge inn i de mest populære lineære kretssimulatorene. Med 7 poler var valget tilgjengelig å bruke 4 kondensatorer og 3 induktorer eller 3 kondensatorer og 4 induktorer. Jeg valgte førstnevnte med den begrunnelse at det resulterer i en mindre komponent til vind. Kondensatorverdiene gitt fra faisyn-programmet ble undersøkt for å sjekke at de var nær en foretrukket verdi, som de var. Hvis de hadde falt mellom foretrukne verdier, ville alternativene inkludere parallellisering av to kondensatorer sammen, noe som unødvendig øker komponenttellingen, eller finjustering av stoppbåndsfrekvensen og passbåndsrypp for å få et mer ønskelig sett med verdier.

Å implementere filter, bestemte jeg meg for å bruke standard størrelse metall kledd kondensatorer laget av Unelco eller Semco. Induktorene ble laget av 18 SWG (standard wire gauge) fortinnet kobbertråd. Etter min erfaring er det lite å hente på å bruke sølvbelagt kobbertråd. Spolene ble dannet rundt midten av en standard RS or Farnell tweaking verktøy (FEC 145-507) - dette har en diameter på 0.25 tommer, 6.35 mm. Bruk ellers borekronen med passende størrelse. De to ytre induktorene ble viklet med klokken, den indre ble viklet mot klokken. Dette er et forsøk på å redusere den gjensidige induktive koblingen mellom induktorene, og dette har en tendens til å forringe stoppbåndsdempningen. Av samme grunn er induktorene ordnet 90 ° til hverandre, i stedet for alle i en rett linje. Induktorene er loddet direkte til tappene til metallkledde kondensatorer. Dette holder tapene på et minimum. Et nøye konstruert filter av denne typen kan utvise et passband-innsettingstap på bedre enn 0.2 dB. Her er testresultatene for prototypenheten.

Å vite de nødvendige verdiene for induktorene, gjorde jeg et utdannet gjetning basert på erfaring om hvor mange svinger jeg krevde, og brukte deretter en riktig kalibrert RF-nettverksanalysator for å måle induktansen til induktoren jeg hadde opprettet. Dette er uten tvil den mest nøyaktige måten å bestemme verdien av induktanser med liten verdi, da målingen kan utføres med den faktiske driftsfrekvensen til filteret. Etter å ha målt verdien og justert induktansene i samsvar med dette, bør du finne at når det komplette filteret er konstruert, er det overraskende lite justering nødvendig for å fullføre filterinnstillingen.

Den beste måten å justere dette filteret på er å minimere tapet på passbåndsinngang, ved hjelp av en nettverksanalysator. Ved å minimere inngangsreturtapet vil du minimere tap av overføring av passbånd og passbåndsring. De 20MHz span grafen viser at jeg oppnådde et tapstabellretur på -18dB. Hvis du ikke har en nettverksanalysator, er ting litt vanskeligere. Hvis du bare stiller inn en spotfrekvens, setter du opp en RF-strømkilde for å kjøre inn i filteret via en retningsstrømmåler. Filteret avsluttes med god 50R belastning. Overvåk nå den reflekterte effekten som kommer tilbake fra filteret, og still inn filteret for å minimere den reflekterte effekten. Hvis du vil ha ytelse med bredbånd, må du prøve å gjøre dette med tre frekvenser, bunn, midt og topp på bandet. Alternativt, hvis du klarte å måle spolene dine godt nok på annen måte, kan du bare montere filteret og la det være, uten ytterligere justering.

Etter å ha innstilt for minimum tap av returbånd, tar stoppbåndsdempingen seg av seg selv, du bør ikke stille inn for det da du ødelegger tapet for innsetting av passbånd. De 200MHz span grafen viser at jeg klarte 36 dB avvisning ved 2. harmoniske på 88 MHz, som er det verste tilfellet. Med henvisning til 600MHz span Grafen viser 3rd harmoniske av 88MHz undertrykt av-55dB, og høyere bestillinger av et større beløp enn dette.

Forsterker Testing

Jeg brukte en HP 8714C nettverksanalysator for å stille inn forsterkeren. Uten tilgang til en nettverksanalysator, må du være ekstremt oppfinnsom for å stille inn bredbåndsytelse. Etter å ha innstilt LPF, er neste jobb å sette FET-bias. Gjør dette med en spektrumanalysator koblet til utgangen (hjelp av en hensiktsmessig mengde av dempning på minst 40dB) for å overvåke for falske svingninger. Koble en god 50R-belastning til inngangen og koble til en stabilisert PSU (strømforsyningsenhet) med en strømgrense satt til 200mA.

Sett alle trimmerne i midten av sortimentet. Med de angitte miniatyrkeramiske trimmerne, når halvmånemetalliseringen på topplaten på trimmeren er helt justert med flat på trimmerhuset, har trimmeren maksimal kapasitans. Roter 180 ° herfra for minimum kapasitans. Sett R1 for minimum spenning (eksperiment før du monterer FET hvis du ikke vet hvilken vei dette er). Øk forsyningsspenningen sakte fra 0V til + 28V. Den eneste strømmen som trekkes, bør være den som tas av forspenningskretsen, ca 14mA. Juster nå R1 for å legge til 100mA til den figuren. Det skal ikke være noen plutselige trinn i strømmen tatt fra PSU. Hvis det er det, er forsterkeren nesten helt sikkert oscillerende.

Hvis alt er bra, slå av. Kalibrer nettverksanalysatoren. På HP 8714C for denne applikasjonen normaliserer jeg S11 til en åpen krets og gjør en gjennomkalibrering på S21 med 40 dB demping i kø. Tydeligvis må dempere som brukes, være vurdert til minst 50 W RF ved VHF-frekvenser.

Nå blir livet litt komplisert. Normalt vil jeg anbefale å se gjennom forsterkeren og LPF-kombinasjonen, men fordi LPF-brytpunktet bare er 5MHz over ønsket passbånd til forsterkeren, gjør det det umulig å se responsformen til forsterkeren hvis dette tilfeldigvis er oppbånd fra 108MHz . Av denne grunn gjorde jeg den første forsterkerinnstillingen med LPF-omgått, noe som tillot meg å stille nettverksanalysatoren til å være bred nok til å se hvor forsterkerresponsen var.

Med 0dBm av stasjonen, tweak bort for å få ca 15dB av gevinst og bedre enn 10dB av avkastning tap over 88 til 108 MHz (lite signal gain tomten, Pin = 0 dBm). Nå opp stasjonen til forsterkeren, og sikkerhetskopier gjeldende grense på riktig måte. Du vil merke at når du øker RF-stasjonen, vil gevinsten øke og inngangsreturtapet vil forbedres. Denne oppførselen er en konsekvens av å påvirke FET relativt lett. Du kan forspenne mutrene ut av FET, og forspenne den på, si 0.5A, dette vil gi deg mer gevinst på lavere drivnivåer. For normale applikasjoner anbefaler jeg å bruke en lavere forspenning. En høy forspenning ved små utgangsnivåer vil redusere DC til RF-effektiviteten.

Du må nå vifte avkjøle forsterkeren, med mindre du har utstyrt den med en enorm kjøleribbe. Med HP 8714C kan du få + 20dBm kildekraft (det er det som står på skjermen, det er faktisk mindre enn det) (medium signal gain plot, Pin = + 20 dBm). Med dette nivået på stasjonen kan du nå stille inn til 18 til 20 dB gevinst og retur tap bedre enn 15 dB. På dette tidspunktet vil jeg koble LPF til igjen og begrense nettverksanalysatorens spenning til 20 MHz sentrert på 98 MHz. Det er absolutt ikke anbefalt å kjøre forsterkeren over 108 MHz med strøm til LPF. Før du blir for båret, bytt til CW (best å forlenge feiesveipingen til flere sekunder på CW for å unngå å bli forvirret av analysatorens feie-tilbakeslag) og se på utgangen på spektrumanalysatoren. Utgangen skal være ren som den drevne snøen. Husk å sjekke at utgangen er på frekvensen du forsterker forsterkeren med, hvis ikke, vil du se på en fryktelig svingning i båndet.

Fordi jeg hadde tilgang til et smart RF-laboratorium med alt du måtte trenge (testutstyr klokt, uansett), brukte jeg en Mini-Circuits ZHL-42W bredbåndsforsterker for å øke utgangen fra nettverksanalysatoren for å aktivere meg til å stille inn forsterkernes gevinstrespons flatt med full utgangseffekt. Den endelige forsterkningsplottet ble tatt ved å stille kildekraften riktig, og deretter gjøre en gjennomkalibrering med Mini-Circuits-forsterkeren og kraftdempere in-line. Dette tillot meg å plotte bare forsterkningen til effektforsterkeren. Jeg byttet deretter til sakte feiing og brukte en kalibrert RF-effektmåler for å måle RF-utgangseffekten nøyaktig. Å kjenne RF-utgangseffekten og få nøyaktig tillot meg å beregne inngangseffekten til forsterkeren. Dette plottet viser at forsterkningen er en skygge under 20 dB og omtrent 0.3 dB flat over båndet (store signal gain tomten, Pin = + 26.8 dBm). I forbindelse med planjustering, bør effektiviteten kontrolleres. Jeg klarte minimum 60% ved 88MHz ved 40W ut, forbedret med høyere utgangseffekter. Jeg vil si at god effektivitet er viktigere enn god flathet. Fra lytterens synspunkt er forskjellen mellom 35W og 45W utgang ubetydelig, men å kjøre en lavere effekt med god effektivitet betyr at FET vil kjøre kjøligere, vare lenger og være mer motstandsdyktig mot feilforhold som en høy VSWR.

Hvilken utgangseffekt du velger å endelig kjøre er opp til deg, MRF171A vil gjerne kjøre minst 45W og sannsynligvis mye mer, selv om jeg ikke anbefaler det. Rundt 40 til 45W er nok - se Hvordan holde din Final RF Strøminnretning Alive for mer informasjon.

Forsterker Resultater

Ingen harmoniske kan måles ved forsterkerens utgang ned til et støynivå på -70dBc. Dette er å forvente, ettersom en rask undersøkelse viste råharmonikken til forsterkeren før LPF til omtrent -40dBc. Det er allerede demonstrert at filteret har et minimum 2. harmonisk undertrykkelse på -35dBc. Ingen falske resultater var synlige.

Det ble ikke utført noen formelle målinger med VSWR-er med dårlig produksjon. Jeg kjørte forsterkeren ved full effekt inn i en åpen krets i noen sekunder, og den sprengte ikke. Ved å bruke en PSU med en nøye angitt strømgrense, kan det forhindre at forsterkeren gjør noe dumt under disse forholdene.

---

Søknad

Som et eksempel på et program for denne forsterkeren brukte jeg Broadcast Warehouse 1W FM LCD PLL Exciter å kjøre 40W bredbåndsforsterker. For å unngå modifisering av Broadcast Warehouse-enheten, brukte jeg en 3dB BNC-laboratorium mellom excitatoren og effektforsterkeren, for å gi riktig drivnivå til forsterkeren. Vibratoren ble programmert for tre forskjellige frekvenser, ved hver frekvens målt utgangseffekt og strømforbruk, slik at DC til RF-effektiviteten ble beregnet.

Power Amplifier spenning = 28V
Exciter spenning = 14.0V, Exciter strømforbruk = 200 mA ca.

Broadcast Warehouse-exciteren inneholder et RF-avstengningsanlegg utenfor låsen, som brukes under PLL-omprogrammering, slik at RF ikke genereres før frekvenslås er gjenvunnet. Når RF-avstengingen til excitatorene var aktiv, ble forsterkerens utgang tilsvarende redusert - dvs. forsterkeren forble stabil.

---

konklusjonen

Jeg har demonstrert en bredbåndsforsterker, som en gang er innstilt, krever ingen ytterligere justering for å dekke 87.5 til 108 MHz FM-kringkastingsbåndet. Designet bruker en toppmoderne MOSFET som gir nesten 20 dB forsterkning med et enkelt trinn, har god DC til RF-effektivitet, lavt antall komponenter og er enkel å bygge. Delkostnaden bør ikke overstige £ 50, og FET som brukes i prototypen koster mindre enn £ 25

Hvis denne forsterkeren brukes med bredbånd vibratoren og antenne, kan den resulterende kombinasjonen brukeren å bytte sendefrekvens på vilje uten nødvendige justeringer likevel i sendestyrken kjeden.

Forsterkeren krever en rimelig grad av RF power opplevelse å tune, og tilgang til profesjonell RF test utstyr

---

Future Work

• Bygge flere enheter å vurdere repeterbarhet
• Design kretskortet
• Forbedre stabilitet under dårlige innspill mismatch forhold
• Redusere variabel komponent teller
• Undersøke varierende FET bias strøm til å endre forsterkereffekten

 

---

Bidratt

Innsendt av Unike Electronics (Woody og Alpy)
"Her er et PCB for MRF171A, 45 watt mosfet, på siden din.
Filen er i bmp-format. Bruk laserfilm og en laserskriver, den skrives ut i størrelse. "

MRF171A_1_colour.bmp (14 kb)

Vår andre produkt:

Profesjonelt lynbeskyttelsessystem for Tower	Profesjonell FM-radiostasjonsutstyrspakke	FMUSER FU-1000C 1000W FM-sender med USB-lydinngangsgrensesnitt
FMUSER 200W FM-kringkastingspakke	Hotell IPTV-løsning	FMUSER FSN-1000T V5.0 1KW FM-radiosender